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TPS54160 1.5-A,60-V,帶ECO模式的降壓DC/DC轉換器

時間:2019-6-6, 來源:互聯網, 文章類別:元器件知識庫

特點

說明TPS54160A裝置是一個60-V,1.5-A,降壓1.3.5 V至60 V輸入電壓范圍調節器,帶有集成的高壓側MOSFET。200-MΩ高壓側MOSFET電流模式控制提供簡單的外部 在輕負載下效率高,脈沖補償和靈活的元件選擇。跳過ECO模式™低紋波脈沖跳過模式將無負載、調節輸出電源電流降低至116μA。使用•TPS54160A比啟用引腳具有更嚴格的啟用閾值,關閉電源電流降低至1.3TPS54160以獲得更精確的uvlo電壓μA。•可調uvlo電壓和電壓鎖定下的滯后是內部的。設置為2.5 V,但使用啟用引腳可增加•116μA的工作靜態電流。輸出• μA關閉電流電壓啟動斜坡由慢啟動•100 kHz至2.5 MHz的開關頻率引腳控制,該引腳也可配置用于排序/跟蹤。開漏電源良好•與外部時鐘信號同步表明輸出在可調慢啟動/排序其額定電壓的94%至107%范圍內。•紫外線和OV功率輸出良好,開關頻率范圍寬,可優化效率•0.8-V內部參考電壓和外部元件尺寸。•MSOP10和3MM x 3MM VSON封裝,具有頻率向后折疊和熱關機功能,可在過載情況下保護PowerPad™部件。•由Webbench®和SwitcherPro™設備信息軟件工具訂單號包(PIN)車身尺寸TPS54160DGQ2應用MSOP(10)3毫米x 3毫米TPS54160ADGQ•12-V、24-V和48-V工業和商業TPS54160ADRC VSON(10)3毫米x 3毫米低功率系統支持•售后市場汽車配件:視頻、GPS、娛樂

詳細描述
TPS54160A器件是一個60-V,1.5-A,降壓(降壓)調節器與一個集成的高側N溝道MOSFET。為了提高線路和負載瞬變期間的性能,該裝置實現了一個恒定頻率、電流模式控制,減少了輸出電容并簡化了外部頻率補償設計。在選擇輸出濾波器元件時,100kHz至2500kHz的寬開關頻率可實現效率和尺寸優化。在RT/CLK引腳上使用電阻對地調整開關頻率。該裝置在RT/CLK引腳上有一個內部鎖相環(PLL),用于將打開的電源開關同步到外部系統時鐘的下降沿。
TPS54160A的默認啟動電壓約為2.5 V。en針具有一個內部上拉電流源,可用于用兩個外部電阻器調整輸入電壓欠壓鎖定(uvlo)閾值。此外,上拉電流提供默認條件。當en-pin浮動時,設備運行。不切換、空載時工作電流為116μA。當設備被禁用時,電源電流為1.3μA。集成的200MΩ高壓側MOSFET允許高效電源設計,能夠向負載提供1.5 A的連續電流。TPS54160A通過集成引導充電二極管來減少外部部件計數。集成高壓側MOSFET的偏壓由啟動至ph引腳上的電容器提供。啟動電容器電壓由一個uvlo電路監控,當啟動電壓低于預設閾值時,啟動高壓側MOSFET關閉。TPS54160A可以在高占空比下工作,因為啟動UVLO。輸出電壓可以降低到0.8V參考電壓的最低值。
TPS54160A有一個功率良好比較器(PWRGD),當調節輸出電壓小于92%或大于額定輸出電壓的109%時,該比較器斷言。pwrgd插腳是一個開漏輸出,當Vsense插腳電壓在額定輸出電壓的94%到107%之間時,該輸出斷開,允許插腳在使用上拉電阻器時轉換為高電壓。
TPS54160A利用OV功率良好比較器將過大的輸出過電壓(OV)瞬態降至最低。當OV比較器被激活時,高壓側MOSFET被關閉并屏蔽,直到輸出電壓低于107%。
SS/TR(慢速啟動/跟蹤)引腳用于在通電期間最小化涌入電流或提供電源排序。一個小值電容器應耦合到引腳,以調整緩慢的啟動時間。電阻分壓器可以連接到管腳,以滿足關鍵的電源排序要求。SS/TR引腳在輸出通電前放電。此放電確保在超溫故障、uvlo故障或禁用狀態后可重復重啟。
TPS54160A還通過過載恢復電路在過載條件下對慢啟動電容器放電。一旦排除故障條件,過載恢復電路將使從故障電壓到額定調節電壓的輸出緩慢啟動。頻率折疊電路在啟動和過流故障條件下降低開關頻率,以幫助控制電感電流。

功能描述
定頻PWM控制
TPS54160A采用可調固定頻率、峰值電流模式控制。輸出電壓通過Vsense管腳上的外部電阻與由驅動comp管腳的誤差放大器提供的內部電壓基準進行比較。內部振蕩器啟動高壓側電源開關。將誤差放大器輸出與高壓側電源開關電流進行比較。當電源開關電流達到補償電壓設定的水平時,電源開關關閉。隨著輸出電流的增大和減小,補償管腳電壓將增大和減小。該裝置通過將補償管腳電壓限制在最大水平來實現電流限制。ECO模式™在壓縮機銷上使用最小夾鉗實現。
斜坡補償輸出電流
TPS54160A為開關電流信號增加了一個補償斜坡。這種斜坡補償可以防止次諧波振蕩。在整個占空比范圍內,可用的峰值電感電流保持恒定。
脈沖跳過ECO模式
當comp引腳上的電壓為最小鉗位值時,TPS54160A進入脈沖跳過模式。TPS54160A在輕負載電流下以脈沖跳躍模式工作,以提高效率。脈沖跳躍模式期間的峰值開關電流將是50mA的較大值或峰值電感電流,這是最小接通時間、輸入電壓、輸出電壓和電感值的函數。當負載電流較低且輸出電壓在規定范圍內時,裝置將進入休眠模式,僅抽取116μA輸入。

特性描述(續)靜態電流。當設備處于休眠模式時,輸出功率由輸出電容器提供。隨著負載電流的減小,輸出電容器提供負載電流的時間增加,開關頻率降低,降低門極驅動和開關損耗。當輸出電壓下降時,TPS54160A從休眠模式喚醒,電源開關打開,為輸出電容器充電,在休眠模式下,內部PLL保持工作狀態。在脈沖跳躍模式中,當在輕負載電流下工作時,開關轉換與外部時鐘信號同步發生。
脈沖跳躍模式操作
導電壓(引導)
TPS54160A有一個集成的啟動調節器,需要在啟動和ph引腳之間有一個小陶瓷電容器,為高壓側MOSFET提供柵極驅動電壓。陶瓷電容器的值應為0.1μF。由于溫度和電壓特性穩定,建議使用X7R或X5R級介質的陶瓷電容器。為了提高電壓降,TPS54160A設計為在100%占空比下工作,只要啟動至ph引腳電壓大于2.1 V。當啟動至ph的電壓降到2.1 V以下時,使用允許低側二極管導通的uvlo電路關閉高側MOSFET,這允許對啟動電容器進行刷新。由于來自啟動電容器的電源電流較低,因此高壓側MOSFET可以保持開啟比其刷新更多的開關周期,因此,由于啟動調節器系統的有效占空比限制較高。
低輟學操作
調壓器失壓期間的占空比主要由功率MOSFET、電感、低壓側二極管和印刷電路板電阻的電壓降決定。在輸入電壓下降的工作條件下,高壓側MOSFET可以保持100%的占空比,以保持輸出調節或直到引導至ph電壓降至2.1 V以下。
一旦高壓側關閉,低壓側二極管將導通,啟動電容器將重新充電。在這個啟動電容器充電時間,電感電流將下降,直到高壓側MOSFET打開。充電時間比以往開關周期的典型高側關斷時間長,因此電感電流紋波較大,導致輸出紋波電壓較大。充電時間是輸入電壓、啟動電容值和內部啟動充電二極管阻抗的函數。
需要注意的是,在沒有負載電流的情況下,最大占空比應用會經歷較長的時間段。在輸入電壓和輸出電壓相差小于3V的應用中,當引導電容器兩端的電壓低于2.1V閾值時,高壓側MOSFET將關閉,但電感中沒有足夠的電流來拉下ph引腳,以給引導電容器充電。調節器不會切換,因為啟動電容器小于2.1V,輸出電容器將衰減,直到輸入電壓和輸出電壓的差為2.1V。此時,啟動欠壓鎖定被超過,設備將切換,直到達到所需的輸出電壓。

特性描述(續)電壓與負載電流成正比。啟動電壓定義為調節輸出在1%以內所需的輸入電壓。停止電壓是指輸出電壓下降5%或停止開關時的輸入電壓。
誤差放大器

TPS54160A有一個用于誤差放大器的跨導放大器。誤差放大器將Vsense電壓與ss/tr引腳電壓或內部0.8伏參考電壓的較低值進行比較。在正常工作時,誤差放大器的跨導(gm)為97μA/V。在慢啟動操作中,跨導只是正常工作跨導的一小部分。當Vsense管腳的電壓低于0.8V,并且設備使用SS/TR電壓進行調節時,跨導為26μA/V。頻率補償元件(電容器、串聯電阻和電容器)被添加到comp管腳對地。
電壓基準
電壓基準系統通過縮放溫度穩定帶隙電路的輸出,產生精確的±2%的溫度參考電壓。
調整輸出電壓
輸出電壓通過電阻分壓器從輸出節點設置到Vsense引腳。建議使用1%的公差或更好的分壓電阻。從一個10 kΩ的R2電阻開始,用公式1計算R1。為了提高輕負載下的效率,考慮使用更大的電阻值。如果該值太高,調節器將更容易受到噪聲的影響,并且可以注意到來自Vsense輸入電流的電壓誤差。
啟用和調整欠壓鎖定
當VIN引腳電壓低于2.5 V時,TPS54160A將被禁用。如果應用需要更高的欠壓鎖定(uvlo),使用圖29所示的en引腳通過使用兩個外部電阻器來調整輸入電壓uvlo。盡管不需要使用uvlo調節寄存器,但強烈建議在操作時提供一致的加電行為。EN管腳具有0.9μA的內部上拉電流源I1,它提供了當EN管腳浮動時TPS54160A工作的默認條件。一旦en-pin電壓超過1.25V,則會增加額外的2.9μA滯后,ihys。這種附加電流有助于輸入電壓滯后。使用公式2設置輸入電壓的外部滯后。使用公式3設置輸入起始電壓。

特性描述(續)8.3.10慢速啟動和跟蹤銷(SS/TR)
TPS54160A有效地利用內部參考電壓或SS/TR引腳電壓的較低電壓作為電源的參考電壓,并相應地調節輸出。SS/TR引腳對地上的電容器實現緩慢的啟動時間。TPS54160A的內部上拉電流源為2μA,對外部慢啟動電容器充電。慢啟動時間(10%到90%)的計算如等式6所示。參考電壓(Vref)為0.8V,慢啟動電流(ISS)為2μA。慢啟動電容器應保持低于0.47μF且大于0.47nF。
通電時,TPS54160A在慢啟動引腳放電至40 mV以下時才開始切換,以確保正常通電,見圖32。
此外,在正常操作期間,TPS54160A停止切換,并且當VIN針腳處的電壓低于VIN UVLO、EN針腳低于1.25 V或發生熱關機事件時,SS/TR必須放電至40 mV。
Vsense電壓跟隨SS/TR引腳電壓,45 mV偏移量高達內部電壓參考值的85%。當內部參考電壓上的ss/tr電壓大于85%時,隨著有效系統參考電壓從ss/tr電壓過渡到內部參考電壓,偏移量增加(見圖24)。SS/TR電壓線性上升,直到夾持在1.7 V。
啟動時SS/TR銷的操作
過載恢復電路
TPS54160A具有過載恢復(OLR)電路。一旦排除故障條件,OLR電路將從過載電壓開始輸出到額定調節電壓。當誤差放大器從故障狀態變為高電壓時,OLR電路使用100μA的內部下拉將SS/TR引腳放電至略高于Vsense引腳電壓的電壓。當故障條件消除后,輸出慢從故障電壓開始,到額定輸出電壓。

特征描述(續)
許多常見的電源排序方法可以使用ss/tr、en和pwrgd管腳來實現。順序方法可以使用另一個設備上的電源重置引腳的開漏輸出來實現。使用兩個TPS54160A設備的順序方法如圖33所示。電源良好連接到TPS54160A上的EN引腳,一旦主電源達到規定值,便可啟用第二個電源。如果需要,第二個電源的en針上的1nF陶瓷電容器提供1毫秒的啟動延遲。

比例和同時啟動順序示意圖
所示的R1和R2電阻網絡連接到需要跟蹤的電源或其他電壓參考源的輸出,可以實現比率度量和同步電源排序。利用方程7和方程8,可以計算跟蹤電阻,使其在與VOUT1稍早、稍晚或同時啟動VOUT2。式9是在95%的額定輸出調節下,VOUT1和VOUT2之間的電壓差。同時測序時,ΔV變量為零伏。為了將慢啟動電路中固有的ss/tr對vsense偏移(vss(offset))的影響以及上拉電流源(iss)和跟蹤電阻產生的偏移最小化,將vss(offset)和iss作為變量包括在方程式中。為了設計一個比率度量啟動,其中當VOUT2達到調節時,VOUT2電壓略大于VOUT1電壓,在方程7到方程9中使用一個負數作為ΔV。方程9為實現調節時,VOUT2略低于VOUT1的應用產生一個正數。由于在發生en、uvlo或熱關機故障后,啟動前必須將ss/tr引腳拉至40 mV以下,因此需要仔細選擇跟蹤電阻,以確保設備在發生故障后重新啟動。確保方程式7中計算的R1值大于方程式10中計算的值,以確保裝置能夠從故障中恢復。當SS/TR電壓超過額定參考電壓的85%時,隨著慢啟動電路逐漸將調節參考切換至內部參考電壓,vss(偏移)變大。SS/TR引腳電壓需要大于1.3 V,才能完全切換到內部電壓參考

特性描述(續)恒定開關頻率和定時電阻器(RT/CLK引腳)
TPS54160A的開關頻率可通過在RT/CLK引腳上放置一個電阻器在大約100kHz到2500kHz的范圍內進行調節。RT/CLK引腳電壓通常為0.5 V,必須有一個接地電阻來設置開關頻率。為了確定給定開關頻率的定時電阻,使用方程式11或圖41或圖42中的曲線。為了減小解決方案的規模,通常會將開關頻率設置得盡可能高,但應考慮電源效率、最大輸入電壓和最小可控制接通時間的權衡。
最小可控開啟時間通常為130ns,并限制最大工作輸入電壓。
高頻范圍
低頻波段
過流保護和頻移
TPS54160A執行電流模式控制,該控制使用補償管腳電壓來逐周期關閉高壓側MOSFET。每循環比較開關電流和補償管腳電壓,當峰值開關電流與補償電壓相交時,高壓側開關關閉。在將輸出電壓拉低的過電流條件下,錯誤放大器通過驅動comp pin high來響應,增加開關電流。誤差放大器的輸出被固定在內部,起到開關電流限制的作用。
為了在高輸入電壓下增加最大工作開關頻率,TPS54160A實現了頻率偏移。開關頻率除以8、4、2和1,電壓從0到0.8伏在Vsense引腳上。
該裝置實現數字頻移,以便在正常啟動和故障條件下與外部時鐘同步。由于該裝置只能將開關頻率除以8,因此有一個最大輸入電壓限制,在該限制下,該裝置運行,并且仍有頻移保護。
在短路事件期間(特別是在高輸入電壓應用中),控制回路具有有限的最小可控制接通時間,而輸出具有低電壓。在開關接通時間內,由于輸入電壓高和接通時間短,電感電流會上升到峰值電流限制。在開關斷開時間內,電感器通常沒有足夠的斷開時間和輸出電壓使電感器按斜坡上升量斜坡下降。頻移有效地增加了關閉時間,使電流下降。

特性描述(續)選擇開關頻率
選擇的開關頻率應為兩個方程式(方程式12和方程式13)的較低值。式12是由最小可控制接通時間設置的最大開關頻率限制。將開關頻率設置在該值以上會導致調節器跳過開關脈沖。
式13是由頻移保護設置的最大開關頻率限制。為了在高輸入電壓下具有足夠的輸出短路保護,開關頻率應設置為小于fsw(maxshift)頻率。在方程式13中,為了計算最大開關頻率,考慮到輸出電壓從額定電壓降低到0 V,fdiv整數從1增加到8,與頻移相對應。
在圖43中,實線說明了一個關于頻率偏移的典型安全操作區域,并假定輸出電壓為0 V,電感電阻為0.1Ω,FET接通電阻為0.2Ω,二極管電壓降為0.5 V。虛線是避免脈沖跳變的最大開關頻率。在電子表格或其他軟件中輸入這些方程,或使用switcherpro設計軟件確定切換頻率。

功能描述(續)如何連接RT/CLK引腳
RT/CLK引腳可用于使調節器與外部系統時鐘同步。電路網絡將方波連接到RT/CLK引腳。方波振幅在RT/CLK引腳上必須轉換為低于0.5 V和高于2.2 V的值,且開啟時間大于40 ns,關閉時間大于40 ns。同步頻率范圍為300 kHz至2200 kHz。ph的上升沿與rt/clk pin信號的下降沿同步。外部同步電路的設計應確保,當同步信號關閉時,設備具有從RT/CLK引腳連接到接地的默認頻率設定電阻。建議使用如圖44所示通過50Ω電阻接地的頻率設置電阻。電阻器應將開關頻率設置為接近外部CLK頻率。建議通過10 pF陶瓷電容器將同步信號與RT/CLK引腳和4KΩ串聯電阻進行交流耦合。當與外部時鐘同步時,以及在從同步模式轉換到RT模式的應用中,串聯電阻可降低重負載應用中的ph抖動。第一次將CLK拉到CLK閾值以上時,設備從RT電阻頻率切換到PLL模式。當PLL開始鎖定外部信號時,內部0.5V電壓源被移除,CLK引腳變為高阻抗。由于調節器上有一個PLL,開關頻率可以高于或低于外部電阻設置的頻率。設備從電阻模式轉換到PLL模式,然后將增加或減少開關頻率,直到PLL在100微秒內鎖定到CLK頻率。
當設備從PLL轉換到電阻模式時,開關頻率將從CLK頻率降低到150 kHz,然后重新應用0.5 V電壓,然后電阻將設置開關頻率。開關頻率除以8、4、2和1,電壓從0到0.8伏在Vsense引腳上。該裝置實現數字頻移,以便在正常啟動和故障條件下與外部時鐘同步。

特性描述(續)過電壓瞬變保護
TPS54160A集成了一個過電壓瞬態保護(OVTP)電路,以在從輸出故障條件恢復或在具有低值輸出電容的電源設計上進行強卸載瞬態時最小化電壓過沖。例如,當電源輸出過載時,誤差放大器將實際輸出電壓與內部參考電壓進行比較。如果VSENSE引腳電壓在相當長的時間內低于內部參考電壓,錯誤放大器的輸出將通過將錯誤放大器輸出鉗制到高電壓來響應。因此,請求最大輸出電流。一旦條件消除,調節器輸出上升,誤差放大器輸出過渡到穩態占空比。在某些應用中,電源輸出電壓的響應速度比誤差放大器輸出的響應速度快,這一現狀導致了輸出超調的可能性。當使用低值輸出電容器時,OVTP功能通過實現電路將Vsense管腳電壓與內部參考電壓的109%的OVTP閾值進行比較,從而最小化輸出過沖。如果Vsense管腳電壓大于OVTP閾值,則高側MOSFET將被禁用,以防止電流流入輸出并最小化輸出超調量。當電壓降到低于OVTP閾值時,高側MOSFET可以在下一個時鐘周期打開。
熱停堆
當結溫超過182°C時,該裝置執行內部熱關機以保護自身。當結溫超過熱跳閘閾值時,熱關機強制裝置停止切換。一旦模具溫度降低到182°C以下,設備通過釋放SS/TR銷重新啟動加電程序。
8.3.20回路響應的小信號模型
TPS54160A控制回路的等效模型,該模型可在電路模擬程序中建模,以檢查頻率響應和動態負載響應。誤差放大器是一種跨導放大器,其GMEA為97μA/V。誤差放大器可以用理想的電壓控制電流源進行建模。電阻反作用和電容共同模擬放大器的開環增益和頻率響應。A、B節點間的1mV交流電壓源有效地阻斷了頻率響應測量的控制回路。圖C/A顯示了頻率補償的小信號響應。圖A/B顯示了整個回路的小信號響應。在時域分析中,可以用適當的負載階躍振幅和階躍速率的電流源代替RL來檢查動態回路響應。該等效模型僅適用于連續導電模式設計。

布局準則
布局是良好電源設計的關鍵部分。有幾種信號通路可以傳導快速變化的電流或電壓,這些電流或電壓可以與雜散電感或寄生電容相互作用,從而產生噪聲或降低電源性能。•為了幫助消除這些問題,應使用低ESR陶瓷旁路電容器(帶X5R或X7R電介質)將VIN引腳旁路至接地。•應注意盡量減少旁路電容器連接、VIN引腳和捕獲二極管陽極形成的回路面積。•接地銷應直接系在設備和電源板下方的電源板上。•應使用設備正下方的多個通孔將電源板連接到任何內部PCB接地平面。•ph引腳應連接到捕獲二極管的陰極和輸出電感。•由于ph連接是開關節點,因此捕獲二極管和輸出電感應靠近ph引腳,并盡量減小PCB導體的面積,以防止過度電容耦合。•對于滿載運行,頂部地面區域必須提供足夠的散熱區域。•RT/CLK引腳對噪聲敏感,因此RT電阻器應盡可能靠近設備,并以最小的跟蹤長度進行布線。•附加的外部組件可大致如圖所示放置。•可通過替代的PCB布局獲得可接受的性能,但該布局已顯示出良好的效果,并作為指南。
布局示例

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